파워서플라이 번역에 대해서 알아 보겠습니다(영어번역)
파워서플라이 번역(영어 원본)Isolated power supplies favor push-pull conversion Background The trend of isolating each and every interface on the planet creates an enormous demand for isolated power supplies. Of the many types of isolated DC/DC converters available on the market, the initial favorites were expensive converter modules housing miniature circuit boards plus isolation transformer in a chunky metal box. A more modern design is integrated fly-back converter ICs with isolated feedback. However, according to customer feedback, they are “as noisy as hell!” These, too, require external transformers to boost the input-voltage to the desired output level. In addition to the extensive noise level they produce, their isolation voltage is limited by the weakest link in the chain, namely the integrated converter circuit itself. Hence, what’s left is the discrete design of a miniature push-pull converter using a tiny transformer driver in combination with optimized, matched isolation transformers that ensure design simplicity, low-noise, small form-factor, and low cost. This article explains the functional principle of such converters and suggests two application examples. Operational principle A push-pull converter requires a transformer driver (Figure 1) driving a center-tapped transformer. This driver includes an oscillator that feeds a gate-drive circuit comprising a frequency divider and a break-before-make (BBM) logic. The BBM logic then provides two complementary output signals which alternately turn two output transistors on and off. Figure 1. Transformer driver block diagram and output timing with break-before-make action. The output frequency of the oscillator is divided down by an asynchronous divider that provides two complementary output signals, S and /S, with a 50 percent duty cycle. The following break-before-make logic inserts a dead-time between the high-pulses of the two signals. The resulting output signals, G1 and G2, present the gate-drive signals for the output transistors Q1 and Q2. As shown in Figure 1 (right), before either one of the gates can assume logic high, there must be a short time period during which both signals are low and both transistors are high-impedance. This short period, known as break-before-make time, is required to avoid shorting out both ends of the transformer primary winding. Push-pull converters require transformers with center-taps to transfer power from the primary to the secondary. The switches Q1 and Q2 in Figure 2 represent the output transistors of the transformer driver in Figure 1. Figure 2. Switching cycles of a push-pull converter When Q1 conducts, the supply, or input voltage, VIN causes a current to flow through the lower half of the transformer primary. This current flow generates a negative potential at the lower primary end with regards to the VIN potential at the center-tap. At the same time the voltage potential at the upper primary end is positive with regards to the center-tap. This maintains the previously established current flow through Q2, which now has turned high-impedance. Both, the voltage across the upper primary and the voltage across the lower primary are equal in magnitude to VIN. Because these two voltage sources appear in series, they cause a voltage potential of 2∙VIN at the open end of the primary winding with regards to ground. Per dot convention the voltage polarities at the primary also occur at the secondary. The positive potential at the upper end of the secondary winding, therefore, forward biases the diode CR1. The secondary current, starting from the upper secondary end, flows through CR1, charges capacitor C, and returns through the load impedance RL back to the center-tap. When Q2 conducts Q1 goes high-impedance and the voltage polarities at the primary and secondary reverse. Now the lower end of the primary presents the open end with a 2∙VIN potential against ground. In this case CR2 is forward biased while CR1 is reverse-biased. Current flows from the lower secondary end through CR2 charging the capacitor, and returning through the load to the center-tap. Core magnetization Figure 3 shows the ideal magnetizing curve for a push-pull converter with B as the magnetic flux density and H as the magnetic field strength. When Q1 conducts, the magnetic flux is pushed from A to A’. When Q2 conducts, the flux is pulled back from A’ to A. The difference in flux, and thus in flux density, is proportional to the product of the primary voltage, VP, and the time, tON, it is applied to the primary: B ≈ VP ∙ tON. Figure 3. Core magnetization and self-regulation through positive temperature coefficient of RDS-ON. This volt-seconds (V-t) product is important as it determines the core magnetization during each switching cycle. If the V-t products of both phases are not identical, an imbalance in flux density swing results with an offset from the origin of the B-H curve. If balance is not restored, the offset increases with each following cycle and the transformer slowly creeps toward the saturation region. Fortunately the output transistors of modern transformer drivers utilize MOSFET technology, rather than bipolar junction transistors (BJTs). The on-resistance of a MOSFET possesses a positive temperature coefficient, which has a self-correcting effect on any occurring V-t imbalance. In the case of a slightly longer on-time, the prolonged current flow through a FET gradually heats the transistor, which leads to an increase in on-resistance, RDS-on. This higher resistance causes the drain-source voltage, VDS, to rise. Because the voltage at the primary is the difference between the constant input voltage and the voltage drop across the MOSFET, VP = VIN – VDS, the primary voltage, VP, is gradually reduced and V-t balance restored. |
파워서플라이 번역(한국어 번역본)절연된 파워서플라이에서 선호되는 푸시풀 전환 방식 배경 요즘의 경향은 각 모든 인터페이스를 절연하는 추세라 절연된 파워서플라이에 대한 엄청난 수요가 생겨났다. 시중에서 구입 가능한 많은 형태의 절연 DC/DC 컨버터에서 최초에 많이 사용되던 유형은 묵직한 금속 상자에 소형 회로판과 절연 변압기를 넣은 고가의 컨버터 모듈이었다. 이후 보다 최신의 디자인은 절연 피드백과 통합된 플라이백 컨버터 IC이다. 그러나 고객의 평가는 그 제품은 “소음이 너무 심하다!”는 것이다. 이 제품들도 원하는 출력 레벨까지 입력 전압을 올리기 위한 외부 변압기가 필요하다. 이러한 제품들은 엄청난 소음 발생 외에도 제품의 절연 전압이 약화된 체인의 연결, 즉 일체형 컨버터 회로 자체의 특성 때문에 제한된다는 단점이 있다. 따라서, 마지막으로 선택할 수 있는 최선의 설계의 단순함, 적은 소음, 작은 폼팩터 및 저렴한 가격을 보장하는 적합한 절연 변압기와 결합된 최적화된 소형 변압기를 사용한 분리형 소형 푸시풀 컨버터이다. 본 논문은 그런 종류의 컨버터의 기능적 원리를 성명하고 두 가지의 사용의 예를 제시한다. 작동 원리 푸시풀 컨버터에는 중간탭 변압기를 구동하는 변압기 드라이버(그림1)가 필요하다. 이 드라이버는 주파수 분주기 및 BBM(break-before-make) 로직으로 구성된 게이트 드라이브 회로에 급전하는 발진기가 포함되어 있다. 그리고 BBM 로직은 두 개의 출력 트랜지스터를 교대로 온 오프하는 두 가지 보완 출력 신호를 제공한다. 그림1. 변압기 드라이버 구성도와 BBM(break-before-make) 스위칭 동작 출력 시간. 두 가지 보완 출력 신호, S와 /S를 50% 듀티 사이클을 제공하는 비동기 분주기가 발진기의 출력 주파수를 나눈다. 다음의 BBM 로직은 두 신호의 고맥파 간에 데드 타임을 삽입한다. 발생하는 출력 신호 G1와 G2는 출력 트랜지스터 Q1와 Q2를 위한 게이트 드라이브 신호를 제시한다. 그림1(오른쪽)에 나타난 것처럼, 어느 한 게이트를 로직 하이로 가정하려면 두 신호가 모두 낮고 두 트랜지스터가 모두 고 임피던스인 짧은 시간이 존재해야 한다. BBM(break-before-make) 시간으로 알려진 이 짧은 시간은 변압기 일차 권선의 양끝이 단락되지 않아야 한다. 푸시풀 컨버터는 일차 전력에서 이차 전력으로 전력을 변환할 수 있는 중간탭이 설치된 변환기가 필요하다. 그림2의 스위치 Q1과 Q2는 그림1의 변압기 드라이버의 출력 트랜지스터를 나타낸다. 그림2. 푸시풀 컨버터의 스위칭 사이클 Q1이 전도되면, 서플라이나 입력 전압 VIN이 변압기의 일차측 하부를 통해 흐르는 전류를 발생시킨다. 이 전류의 흐름은 중간탭의 VIN 전위에 대해 일차측 하단에서 음전위를 발생시킨다. 동시에 일차측 상부 끝의 전압 전위는 중간탭에 대해 양성이다. 이것은 이제 고 임피던스를 전환시키는 Q2를 통해 기존에 형성된 전류를 유지시킨다. 상부 일차측 상부에 걸리는 전압과 일차측 하부에 걸리는 전압은 VIN의 크기가 같다. 이 두 전압원은 직렬로 나타나기 때문에, 접지에 대하여 일차측 권선의 개방된 말단에서 2∙VIN의 전압 전위를 발생시킨다. 흑점(dot convention) 마다 일차측의 전압 극성이 이차측에서도 발생한다. 따라서 이차측 권선의 상부 말단의 양전위는 다이오드 CR1에 순방향 바이어스이다. 상부 이차측 말단에서 시작하는 이차 전류는 CR1를 통해 흘러, 커패시터 C를 충전하고, 부하 임피던스 RL 을 통해 중간탭으로 돌아간다. Q2가 전도되면, 일차측에서는 Q1 가 고 임피던스가 되고 전압 극성을 갖게 되고 이차측에서는 그 반대가 된다. 그리고 일차측 하부 말단은 지면에 대해 2∙VIN 전위를 지닌 개방 말단이 된다. 이 경우 CR2는 순방향 바이어스인 반면 CR1은 역방향 바이어스이다. 전류는 하부 이차측 하부 말단에서 흘러나와 CR2를 통해 커패시터를 충전하고 부하를 통해 중간탭으로 돌아간다. 심 자화(Core magnetization) 그림3은 자속밀도 B 와 자기장 강도 H의 푸시풀 컨버터를 위한 이상적인 자화곡선을 보여준다. Q1가 전도되면 자속이 A에서 A’로 밀려난다. Q2 가 전도되면 자속이 A’에서 A로 다시 당겨진다. 자속의 차이와 자속 밀도의 차이는 생성된 일차 전압 VP와 시간 tON에 비례하며 일차측: B ≈ VP ∙ tON로 나타낼 수 있다. 그림 3. RDS-ON의 정 온도 계수(positive temperature coefficient)를 통한 철심 자화(Core magnetization)와 자가조절 이 volt-초(V-t) 생성은 각 스위칭 사이클 동안 심 자화(core magnetization)를 결정하기 때문에 중요하다. 만일 두 단계 V-t 생성이 동일하지 않다면 자속밀도 변화의 불균형으로 인해 처음의 B-H 곡선에 상쇄가 일어날 것이다. 균형이 바로 잡지 않으면, 다음에 일어나는 각 사이클의 상쇄가 증가할 것이고, 변압기는 서서히 포화영역 쪽으로 기울어질 것이다. 다행한 것은 현재의 변압기 드라이브의 출력 트랜지스터는 BJT(bipolar junction transistor) 보다는 MOSFET 기술을 활용한다. MOSFET의 온저항(on-resistance)은 V-t의 불균형을 발생시키는 자기 수정 효과(self-correcting effect)를 가지는 정 온도 계수를 가진다. 약간 더 긴 시간(on-time)의 경우에 FET를 통해 연장된 전류의 흐름이 트랜지스터를 서서히 가열하여 온저항 RDS-on을 증가시킨다. 이런 보다 높은 저항은 drain-source 전압 VDS를 높인다. 일차측 전압은 일정한 입력 전압과 MOSFET의 전압강하 간의 차이 VP = VIN – VDS이기 때문에, 일차측 전압 VP는 서서히 감소되고 V-t 균형은 회복된다. |
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이상 CPR에서 의뢰한 파워서플라이 번역(영어번역)의 일부를 살펴 보았습니다.
번역은 기버 번역